揭秘百萬修音師的調(diào)音臺:原來內(nèi)部電路是這樣的....
來源:EDN電子技術(shù)設計 編輯:小月亮 2020-07-02 17:31:28 加入收藏
本文介紹的技術(shù)可以補償直接耦合AB類音頻功率放大器輸出中的DC電壓漂移。
直接耦合輸出的主要好處是改善了低音響應。由于該設計省去了隔直電容器,因此其低頻傳輸特性得到了顯著改善。
圖1給出了一個電容器耦合輸出,其低頻截止頻率由負載(通常為8Ω)和電容器Cc所決定。在這個例子中,電容器Cc可阻止輸出中出現(xiàn)任何的DC偏移。
圖1:電容器耦合輸出的低頻截止頻率由負載、電容器Cc和輸出網(wǎng)絡所決定。
直接耦合輸出則不是這種情況(圖2)。其低頻截止頻率不受輸出限制,因此前級的任何波動都會引起DC值波動,從而導致DC電流流經(jīng)負載(揚聲器)。除了會降低放大器的動態(tài)范圍和總諧波失真(THD)之外,這也是有時在打開或關(guān)閉分立音頻放大器時會聽到“喀噠”聲的原因。
圖2:直接耦合輸出的低頻截止頻率不受輸出限制。
為了糾正這個問題,下面將首先進行深入分析,了解分立雙極結(jié)型晶體管(BJT)音頻放大器DC偏移背后的原因。接下來將設計一種方法來消除或至少減輕這個問題。
首先,建立一個簡單的放大器模型,包括主要的級(圖3)。
圖3:放大器的簡單模型。
顧名思義,VAS(電壓放大器級)這個系統(tǒng)元件,是用于放大來自輸入的信號,從而通過驅(qū)動器級(通常是共射極)驅(qū)動AB級。驅(qū)動器連接到AB級,即一個互補式射極跟隨器,可提供高電流增益。最后,負反饋環(huán)路(對VAS級的增益產(chǎn)生影響)使整個系統(tǒng)成為線性并穩(wěn)定。
VAS級通常使用差分放大器架構(gòu)來設計,其一側(cè)接收輸入信號,另一側(cè)接收負反饋信號。為了簡單起見,這里用一個運算放大器代替VAS(僅用于說明偏移問題),分析各級和偏移之間的關(guān)系——下文會通過數(shù)學進行更多討論。
圖4:VAS和驅(qū)動器的簡化模型,可提供有關(guān)輸出DC偏移的重要了解。
圖4給出了簡化的VAS和驅(qū)動器。這個簡單模型可以為我們提供有關(guān)輸出DC偏移的重要了解。R1和R2形成局部負反饋,而Rf1和Rf2則形成全局負反饋網(wǎng)絡。驅(qū)動器通常為一個共射極級,可產(chǎn)生負增益-G。因為射極跟隨器的電壓增益約為-1,所以為簡單起見,這里將AB級忽略。
VAS增益由R1和R2之間的關(guān)系,R2?R1,和Va1=Va2=Va確定。驅(qū)動器增益非常高,因此整個放大器增益取決于Rf1和Rf2之間的關(guān)系:
(Vin-Va)/R1=(Va-Vo’)/R2
Va=Vo×Rf2/(Rf2+Rf1)
替換Va,運算后得到:
Vin=Vo×[Rf2/(Rf2+Rf1)×(R1+R2)/R2+R1/(G×R2)]
(R1+R2)/R2≅1 R1/(G×R2)≅0
Vo=Vin×(Rf2+Rf1)/Rf1 (1)
這個結(jié)論給人印象不深,因此,下面來分析一下輸入接地時,Vo與驅(qū)動器輸入上的電壓Vo’之間的關(guān)系:
Va1=Vo’×R1/(R2+R1) Va2=Vo×Rf2/(Rf2+Rf1) Va1=Va2
Vo= Vo’×R1/(R2+R1)×(Rf2+Rf1)/Rf2 (2)
最后一個方程式由于顯示了驅(qū)動器級的DC電壓和放大器的輸出DC電壓之間的關(guān)系,表明Vo’發(fā)生較小波動,會在Vo中產(chǎn)生較大的偏移,因此非常重要。
如前所述,驅(qū)動器級通常由一個簡單的共射極級(圖1中的Q3)和一個小電阻器(Rpol,用于確定所需的基極至發(fā)射極電壓)組成。這個晶體管為輸出晶體管提供基極電流,因此這一級的集電極電流在毫安范圍內(nèi)并不罕見。
現(xiàn)在暫時忽略溫度的影響,因此,當?shù)谝淮未蜷_電路時,要先對VAS校準,使輸出DC電壓處于VCC和VEE的中間,也就是0V。如果未施加任何信號,則由于AB級是個電壓跟隨器(共集電極),驅(qū)動器晶體管Q3承受大部分VEE電壓(VEE-VBE),Q3上流過偏置電流IBias,因此Q3消耗的功率近似為:
PQ3≅VEE×IBias
這個功率會使Q3發(fā)熱,并且這個熱量會以-2.2mV/℃的已知速率使該器件的Vbe發(fā)生改變,從而改變先前調(diào)整的輸出DC電壓。
如果晶體管開始發(fā)熱,例如比環(huán)境溫度高40℃,則其Vbe將下降約88mV。
正是晶體管溫度升高時出現(xiàn)的這個較小Vbe的要求,使VAS輸出處的Vo’(前面解釋過這個電壓)相應地發(fā)生變化,從而在輸出處產(chǎn)生DC電壓漂移。
一個真實例子
圖5中的電路說明了到目前為止所解釋過的內(nèi)容。
圖5:該電路的一階現(xiàn)實實現(xiàn)。
為了保持較低的偏移,將Vo’設置為盡可能接近零非常方便。這就是Rset的目的,它代表多圈微調(diào)電位器。
這里,基極電壓和Vo’之間的關(guān)系為:
Vo’=Vbase×(Rpol+Rset)/Rpol
因此,基于基射電壓變化的輸出電壓漂移為:
Vo=Vbase×(Rpol+Rset)/Rpol×R1/(R2+R1)×(Rf2+Rf1)/Rf2 (3)
通過這個方程式,如果給元件分配數(shù)值(取自真實放大器),則可以計算出每℃變化下,輸出電壓將變化多少,例如:
Vo=-2.2mV/℃×(120+4K)/120×470/(15K+470)×(2K2+10K)/2K2
Vo=-12.8mV/℃
PQ3≅24V×5mA=0.12W
假設Q3采用TO92封裝。在這種情況下,可以使用這種封裝的結(jié)至環(huán)境熱阻來計算結(jié)溫增量:
Rθja=200℃/W
Δtemp=200℃/W×0.12W=24℃
ΔVo=24℃×(-12.8mV/℃)
ΔVo=-305mV
總之,如果不采用補償,則輸出將漂移約305mV。這僅考慮了晶體管的自熱效應。如果環(huán)境溫度由于任何原因升高,則這個偏移量可能會增加。
如何減輕這種影響
Q3的基射電壓由Rpol確定,因此一種補償Vbe電壓變化的方法,是使Rpol以某種方式遵循這一變化。這可以通過對晶體管所連的Rpol使用與溫度相關(guān)的電阻器(如熱敏電阻)來實現(xiàn)。由于Vbe的變化率為負,因此熱敏電阻必須為負溫度系數(shù)(NTC)。
下面來計算Rpol所需的熱系數(shù)。
IRpol(可以認為是恒定的)流過Rpol,并且Vbe等于VRpol:
Rpol=Vbe/IRpol
(dRpol)/(dVbe)=1/IRpol
?Rpol=1/IRpol×?Vbe
在這個示例中,Rpol=120Ω,IRpol =5.6mA,因此:
?Rpol=1/5.6mA×(-2.2mV/(℃))
?Rpol=-0.4?/(℃)
我們需要找到的熱敏電阻,要在25℃時具有這樣的精確熱系數(shù)和電阻值。由于大多數(shù)NTC熱敏電阻的溫度系數(shù)更高,這不可能實現(xiàn),因此解決方案是將一個或多個較高數(shù)值的熱敏電阻與Rpol并聯(lián)。
下面這個方程式模擬了熱敏電阻的溫度相關(guān)性:
Rth=Rth0×eB(1/T-1/T0),
其中,Rth0是(需要計算的)環(huán)境溫度下的熱敏電阻;B是個參數(shù),通常為3400K;T是絕對溫度;T0是環(huán)境溫度,約為298.16K。
因此,環(huán)境溫度下的斜率可以通過下式計算:
(dRth)/dT=(-B×Rth0×eB(1/T-1/T0)/T2)
下面就是每℃的電阻變化率:
(dRth)/dT=-38.24e–3×Rth0[Ω/(℃)]
將熱敏電阻與Rpol并聯(lián):
R||=(Rth×Rpol)/(Rth+Rpol),
并且:
dR||/dRth=Rpol2/(Rth0+Rpol)2
這樣就得到了并聯(lián)電阻的變化:
?R||=Rpol2/(Rth0+Rpol)2×?Rth
然后將每℃的熱敏電阻電阻增量代入:
?R||=Rpol2/(Rth0+Rpol)2×(-38.24e–3×Rth0[Ω/(℃)])
現(xiàn)在就可以對這個正在分析的示例計算出Rth0:
-0.4?/(℃)=1202/(Rth0+120)2×(-38.24e–3×Rth0[Ω/(℃)])
Rth0=1.12kΩ
考慮到實用性,可以將熱敏電阻的值取整至1.2kΩ。
注意事項
熱敏電阻應比晶體管小得多,因此熱敏電阻的溫度會等于或非常接近晶體管外殼的溫度。這也會減少熱慣性,使系統(tǒng)更快地達到穩(wěn)態(tài)。應使用熱粘合劑將熱敏電阻連接到晶體管外殼。
概念測試
為了確定這個概念對電路真實行為建模的準確性,我構(gòu)造了一個測試電路。由于沒有1.2kΩ的熱敏電阻(NTC 0402),我并聯(lián)了8個10kΩ的熱敏電阻(0402 Murata NCP15XH103D03RC)(圖6),以產(chǎn)生非常相似的值(1250Ω)。請注意,并聯(lián)連接熱敏電阻不會改變我們計算出的溫度系數(shù)。
圖6:將八個10kΩ熱敏電阻并聯(lián)制成1.25kΩ熱敏電阻。
然后,我使用熱粘合劑將傳感器連接到Q3的平坦側(cè),并將其與Rpol(是個SMD電阻器,位于電路板的另一側(cè))并聯(lián)(圖7)。
圖7:將圖6中所示的熱敏電阻與Q3熱粘合。
最后,在圖8中可以看到在連接(橙色線)和未連接(藍色線)熱敏電阻的情況下的輸出電壓漂移——這里經(jīng)過大約2分鐘后達到穩(wěn)態(tài)。
圖8:連接(橙色線)和未連接(藍色線)熱敏電阻時的輸出電壓漂移。
電路的補償響應(橙色線)比未補償響應(藍色線)要平坦得多,這表明補償在起作用。斜率為負可能表示它有點補償過了,但這不是問題,因為直流漂移仍然很小。
還值得一提的是,我們在25℃下計算了所需的溫度系數(shù),但熱敏電阻不是線性的。這表明溫度系數(shù)在整個范圍內(nèi)不是恒定的。但是,由于補償只需要在有限的溫度范圍內(nèi)工作,因此可以忽略熱敏電阻的非線性。
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